摘要
本文概述两种电子波束成形技术的优点和缺点：移相器(PS)和实时延迟(TTD)。人们认为，可以在混合波束成形架构中组合使用这两种方法，以提供更好的SWaP-C和复杂程度相对较低的系统设计。
简介
电子扫描阵列(ESA)使用PS或TTD或两者的组合，在阵列的转向角限值内使汇聚波束指向目标方向。用于实现锥形波束的可调衰减器也可以被视为波束成形元件。本文探讨在相同的ESA中，在何处以及如何使用TTD和PS分层方法可以帮助消除一些相控阵设计挑战。
利用基本公式探索可能的使用场景
瞬时带宽(IBW)可以定义为无需调谐，即可保持在基于系统要求设定的目标性能指标内的频段。
TTD在该频率范围内具有恒定的相位斜率；因此，使用TTD，而非使用PS的ESA实施方案不会出现波束斜视效应。所以，对于高IBW应用，基于TTD的ESA更加方便。
PS在其工作频率范围内具有恒定的相位；因此，在整个系统中，特定的移相器设置会导致在不同的频率下产生不同的波束转向角。所以，与基于TTD的阵列相比，基于PS的阵列的IBM范围可能更窄一些。
这种现象被称为波束斜视，可以使用公式1计算，其中Δθ表示峰值斜视角，θ0表示最大波束角，f0表示载波频率，f表示瞬时信号频率。
使用公式1，我们可以计算出在最坏情况下，即低频率边缘（载波频率为3 GHz，瞬时信号频率为2.9 GHz）下，±30°波束转向角系统的Δθ约为1.15°，信号频率为3 GHz，IBW为100 MHz。在最坏情况下，将波束转向角调节到±60°，将IBW调节到200 MHz，会导致约8.11°的波束斜视。很明显，即使在雷达应用中，TTD也是更合适的选择。可以说，相比TTD，PS的设计简单和成本优势使其适用于更广泛的市场，所以ESA主要采用移相器。
如果TTD能够符合系统要求，那么在相同的信号链中使用PS合理吗？
为了验证，我们对一个32 × 32（正方形）的ESA进行试验，其天线元件之间的栅距(d)为d = λ/2，工作频率范围为8 GHz至12 GHz，扫描角度为±60°，且假定所有场景（图4）都符合EIRP标准。
在本例中，根据公式2中给出的均匀线性阵列的半功率波束宽度近似公式，方位角和仰角对应的系统波束宽度分别为≅ 3.17°（视轴，θ = 0°）和≅ 6.35°（最大扫描角，θ = 60°），其中N表示一个轴上的元素数，θB表示同一轴上的波束宽度（单位为度）。
当每个天线元件都使用6位5.6°LSB PS时，根据公式3可以计算得出，该阵列的一维最大波束角分辨率θRES_MAX约为≅ 0.056°。
根据用于时移和相移转换的方程4，在12 GHz时，要获得0.056°波束角分辨率，需要使用一个约1.3 ps LSB TTD来代替5.6°LSB PS
即使在很小的扫描角度下，波束宽度值也远大于波束角分辨率，将PS与TTD串联可以补偿波束角分辨率，但会产生额外的波束斜视，也会降低系统的波束角分辨率。实际上，使用分辨率更高的TTD是为了实现更低的量化旁瓣水平(QSLL)，而不是为了实现更高的波束角分辨率。随着频率升高，相比根据所需的相位分辨率设计PS，根据所需的时间分辨率设计TTD来满足目标QSLL标准相对更加困难；因此，可以将PS和TTD组合使用，不但可以达到目标QSLL标准，而且仍然可以保持合理的波束斜视水平。
在同一个ESA中同时采用PS和TTD是为了在设计具有交叉极化能力的系统时，可以减轻波束斜视。交叉极化是通过在天线元件的V端和H端之间设置90°相移来产生的。在要求的交叉极化带宽内，使两端之间的相移尽可能接近90°有助于实现出色的交叉极化隔离，以保证良好运行。基于PS的ESA在频率范围内保持恒定相位，所以具有宽带交叉极性能力（图1），基于TTD的ESA则不同，只有在单个频率下，两端之间才能达到90°（图2）。图3所示的架构可用于使用交叉极化，同时消除波束斜视。
