二极管
tifier
diode）一种用于将交流电转变为直流电的半导体器件。二极管最重要的特性就是单方向导电性。在电路中，电流只能从二极管的正极流入，负极流出。通常它包含一个PN结，有正极和负极两个端子。其结构如图所示。P区的载流子是空穴，N区的载流子是电子，在P区和N区间形成一定的位垒。外加电压使P区相对N区为正的电压时，位垒降低，位垒两侧附近产生储存载流子，能通过大电流，具有低的电压降（典型值为0.7V），称为正向导通状态。若加相反的电压，使位垒增加，可承受高的反向电压，流过很小的反向电流（称反向漏电流），称为反向阻断状态。整流二极管具有明显的单向导电性。整流二极管可用半导体锗或硅等材料
制造。硅整流二极管的
击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好。通常高压大功率整流二极管都用高纯单晶硅制造（掺杂较多时容易反向击穿）。这种器件的结面积较大，能通过较大电流（可达上千安），但工作频率不高，一般在几十千赫以下。整流二极管主要用于各种低频半波整流电路，如需达到全波整流需连成
整流桥使用。
VR：指二极管两端允许施加的最大反向电压。若大于此值，则反向电流（IR）剧增，二极管的单向导电性被破坏，从而引起反向击穿。通常取反向击穿电压（VB）的一半作为（VR）。例如1N4001的VR为50V，1N4002-1n4006分别为100V、200V、400V、600V和800V，1N4007的VR为1000V
电性能的好坏。因此这个电流值越小，表明二极管质量越好。
弯曲点的电压值。反向为软特性时，则指给定反向漏电流条件下的电压值。
电容及扩散电容决定，若工作频率超过fm，则二极管的单向导电性能将不能很好地体现。例如1N4000系列二极管的fm为3kHz。另有快恢复二极管用于频率较高的交流电的整流，如
开关电源中。
测试条件改变，则相应的参数也会发生变化，例如在25°C时测得1N5200系列硅塑封整流二极管的IR小于10uA，而在100°C时IR则变为小于500uA。
发电机组，因转速之比的计算不正确或两皮带盘直径之比不符合转速之比的要求，使发电机长期处于高转速下运行，而整流管也就长期处于较高的电压下工作，促使整流管加速老化，并被过早地击穿损坏。
振动之中运行，使整流管也处于这一振动的外力干扰之下；同时由于发电机组转速时高时低，使整流管承受的工作电压也随之忽高忽低地变化，这样便大大地加速了整流管的老化、损坏。
随着在DC-DC变换器设计中GaN-on-Si变得越来越普遍，经验丰富的设计人员经常会对GaN晶体管作为同步整流器（SRS）的独特特性的影响提出疑问。特别是，在硅MOSFET中，第三象限的离态特性，即所谓的“体二极管”导电特性，在变换器死区期间被激活，这是值得关注的。本文将重点研究Si MOSFET和Egan FET作为“体二极管”的异同，并概述它们的优缺点。
图1.埃根场效应管和硅MOSFET的典型源到漏正降与源漏电流和温度的关系
图1显示了Egan FET和Si MOSFET的典型数据表反向传导特性。对于Egan场效应管，源漏正向电压是硅MOSFET的三到四倍，但没有反向恢复电荷，q。RR。对于Si MOSFET，Qrr是显着的，尽管它随着电压额定值的降低而降低。对于源漏正向电压，其值对电压额定值的依赖性很小。
图2.带同步整流器的BUCK变换器原理图
图3.理想化BUCK转换器Q1开启波形，包括硅MOSFET体二极管的反向恢复
反向恢复的主要影响可以在典型BUCK转换器的上下文中讨论，如图2所示。当sr反向电压降vsd 2相对死区时间保持相对一致时，tD，on，这是两个q的切换转换之间的间隔。1和Q2被命令离开，反向回收费用，qRR，受死区［1］、［2］的强烈影响。
在实际的变换器中，为了防止q的交叉传导，死区时间是必要的。1和Q2由于交叉导通后的开关时间为非零，造成过通电流和相应的高损耗。然而，死区时间也会导致损耗，通过了解其中两种主要机制：反向压降和反向恢复，高效率变换器的设计将得到改进。
反向压降和死区损失
有两个死期要考虑。开启死期，tD，on，是时间q之间的间隔。2响应它的关闭命令和当前i的时间。Q2减少到零。关闭死期，tD，关闭，是q时开始的间隔。1响应它的关闭命令和q的时间2响应它的启动命令。图3显示了关键的打开死区时间波形，并且关闭死区时间是相似的。在tD，on和TD，关闭Q通道2当电感电流IL流过MOSFET的体二极管和GaN晶体管的类体二极管机制［3］时，电感电流被关闭。
在硅MOSFET中，该体二极管由漏外延层与源阱之间形成的PN结组成。该二极管的正向压降VSD 2为0.6~0.8V。当栅和源与V连接在一起时，在Egan场效应管中产生有效体二极管。SD2二极管标称电流下的≈2.5-3V.阀体二极管的传导损耗很容易由方程式1计算：
P高级，退伍军人服务处=IL·VSD2二极管·FSW·（TD，ON+TD，OFF）（1）
高VSD2伊根场效应晶体管的二极管意味着死区导通损耗大于硅MOSFET。这可以通过外部肖特基二极管或通过良好的死区管理［4］，［5］。Egan FETs的快速切换与Si MOSFET相比，更小的死区时间对于GaN来说是可行的。
反向回收和间接死区损失
反向恢复是开关损耗的主要来源，有时控制着所有其他开关损耗机制。然而，由于缺乏良好的数据和具有挑战性的分析，特别是对于低电压场效应晶体管，它常常被低估甚至忽略。随着功率密度和效率要求的不断提高，反向恢复损失值得更密切的检查。死时间对反向恢复有很强的影响［2］。在硅MOSFET中，这会导致比体二极管导电更高的损耗，并且这些损耗可以远远超过Egan FETs的体二极管导电损耗［1］。
反向恢复是PN结二极管的一种现象。当这样的二极管传导电流iD=iL在正向中，向结耗尽区注入少数载流子的种群。该载体种群的最终大小与IL的大小相对应。该种群的一部分滞后于ID的变化，时间常数依赖于少数载流子的扩散时间、迁移率和复合时间［6］。载流子的这一部分通常被称为存储的结电荷。它常常与电容耗尽电荷混淆，但不同之处在于它主要是二极管电流波形的函数，而不是电压波形。只要储存的电荷保持在结中，无论电流值或方向如何，二极管都可被视为处于导电状态。对于Egan场效应管，反向导通是基于大多数没有PN结的载流子器件，因此它们不显示反向恢复。
反向恢复发生时，反向电压被施加到一个PN二极管，该二极管正向前方向导电。因此，它是在Q的开启过程中发生的。1。图3显示了典型的打开波形。在开启死区开始时，q的通道。2是关闭的，强制电感电流-iL通过身体二极管。然后q1被打开并开始携带越来越多的iL。当控制场效应管电流达到i时l，iQ2=0，理想的二极管将停止导电。然而，在实际的PN结二极管中，结区存储的电荷滞后于电流。因此，二极管保持开着，而自q1也是，电压V公共汽车迫使水流继续增加。这个额外的电流严格地流经功率回路，被称为反向恢复电流，它作为一个贯穿电流，并显著增加损失。当电流倒转时，储存的电荷开始衰减，并最终到达足以支持i的点。RRM，峰值负iq 2电流，其后电流幅值随时间常数t呈指数下降。RR直到我Q2=0，iQ1=iL，二极管也关了。流动的额外电流会产生额外的电荷，称为反向恢复电荷（Q）。RR）流经功率回路并由此产生的损失由以下几个方面提供：
P高级，退伍军人服务处=qRR·VBUS·FSW（2）
不幸的是，一个精确的QRR价值很难获得。硅MOSFET数据表通常为体二极管Q提供数字RR和TRR在不现实的条件下。qRR值可能包括或不包括q。开放源码软件，这很少被指定。现实条件下反求恢复参数的测量具有挑战性和易出错性，典型器件模型中反求恢复的精确建模很少。这导致对反向恢复损失的估计很差。
ENGN FET与Si MOSFET在VIN=48V同步整流中的比较
现在让我们来看看死区时间对依根场效应管（Egan FET）和基于硅MOSFET（硅MOSFET）的SR设计的电路性能的影响。我们来看看V在……里面=48 V至V走出=12V同步降压变换器在f的频率范围内工作西南=300千赫至f西南=1兆赫。实验评估板分别如图4（A）和（B）所示，分别用于Egan FET（EPC 2045）和Si MOSFET等效器件。每个板的设计都是基于［7］的类似布局，使用四层二英寸铜多氯联苯，并使用为各自技术设计的栅极驱动程序。
为了评估死区时间对两个系统性能的影响，对每个测量点的死区时间进行了调整，使用空载定时来保持一致性。由于qrr的影响是在设备q1打开时看到的，所以只有上升的边缘死区，t。死升，GaN晶体管和Si MOSFET的死区数分别减少到10 ns和15 ns。
图4.v型在……里面=48 V演示系统（A）基于Egan FET的EPC 9078设计与EPC 2045 Egan FET和LMG 5113 GaN FET 5 V栅驱动器和（B）基于Si MOSFET的BSZ097N10NS5 Si MOSFET和ISL 2111 MOSFET 10 V栅驱动器的设计
最小死时间情况被用作基线，并从所有其他损失测量中减去。这样就可以量化死区效应造成的损失。对于更快的Egan场效应管，选择了5 ns的最小死区时间，对于速度较慢的Si MOSFET，选择了10 ns的最小死区时间。图5显示了死区时间内“体二极管”传导持续时间对开关频率为500 kHz（图5（A）和1 MHz（图（5b）的输出电流6A、10A和14A的性能的影响。随着死区时间的增加，Si MOSFET表现出由于q引起的初始损耗的大幅度增加。RR，从而逼近由于V而产生的常数斜率的渐近性。SD2，二极管，如预期。从图5可以看出，Si MOSFET QRR与二极管的前向偏置时间和二极管的电流大小有很强的相关性。对于Si MOSFET，ΔQRR可由方程2和Δq估计。RR测量结果为：6A约为40 nC，10A为80 nC，14A为135 nC，体二极管导电时间增加50 ns。从图5（B）中可以看出，如方程2所预测的，死区时间损失与频率成正比。当开关频率从500 kHz增加到1 MHz时，损耗增加了2倍以上（~2.5）。这表明QRR值（Nc）依赖于f。西南，但在某种程度上比我走出和T死升。在图5（C）中，频率范围更广，f西南当负载电流为10A时，显示为300 kHz、500 kHz和1 MHz，证实Egan FET在较宽的频率范围内是一个优越的SR。
图5.上升边死区持续时间对不同输出电流和开关频率为（A）f的变换器功率损耗的影响如图4所示西南=50千赫，（B）f西南=1兆赫；及（C）各种开关频率及输出电流i走出=10 A
对于无反向恢复的Egan场效应管，损耗与死区的源漏传导成正比，正如方程1所预测的那样。由于V值越大，Egan场效应晶体管损耗曲线的导通斜率越高。SD2，二极管反向传导。虽然斜率较高，但Si MOSFET反向恢复的初始高损耗意味着即使在较大的死区，硅MOSFET的反向恢复损耗也远远超过ENGN FET反向电压降的损失。这表明，在体二极管工作的sr应用中，由于q的消除，GaN晶体管优于Si mofet。RR.
死区时间对系统效率和功率损耗的影响分别在图6（A）和（B）中进行了测试和显示。基于Egan FET的设计在所有条件下均表现出优越的性能，在30 ns和60 ns的上升边缘死区，系统总损耗分别减少35%和40%，效率分别提高2%和2.5%。改进的基于Egan FET的开关性能使系统在优化时具有更高的功率密度，文［8］对此进行了详细的讨论。
图6.上升沿死区持续时间对总系统（A）效率和（B）功率损耗的影响，如图4所示，f的开关频率西南=500 kHz（IHLP-5050-FD-01）
到目前为止，完全考虑了死区时间对功率损耗和效率的影响。然而，第三象限“体二极管”的导通对开关波形也有很大的影响，影响到器件的最小允许死区时间、栅极驱动器/控制器的最大负开关节点电压以及器件的峰值电压额定值等设计准则。如图7（A）所示，是伊根场效应管的开关节点波形，用于上升边缘死区5 ns，20 ns和40 ns。无反向恢复的Egan FET具有几乎相同的开关过渡和峰值电压峰值，允许设计者更简单地选择所需的最低死区时间和峰值器件阻塞电压。对于基于Egan FET的设计，晶体管还具有较高的第三象限离态正向电压，从而产生更多的负开关节点，从而影响驱动器/控制器的选择。
对于基于Si MOSFET的设计，开关节点波形如图7（B）所示，死区为5 ns，20 ns和40 ns。第三象限体二极管电压明显低于Egan场效应晶体管，但其跃迁和峰值电压峰值随死区时间的变化而明显变化，这是反向恢复电荷的影响（Q）。RR）电流。电流将产生类似的影响，使设计者在尽量减少死区时间和选择合适的设备电压等级方面具有更大的挑战性。
图7.上升边死区时间对（A）GaN晶体管和（B）Si MOSFET实验转换器开关节点波形的影响如图4所示
结语
总结了在同步整流中有效使用Egan FET的设计考虑：1）Egan FET的“体二极管”正向压降比Si MOSFET高2~3倍，相关的正激二极管导通损耗相应增加；2）Egan FET完全消除反向恢复Q。RR相关损失减少到零。
适用于较高电压的应用（V在……里面=48 V），Q的影响很大。RR对于Si MOSFET的SR损耗，以及Egan FET正向二极管导通损耗的增加与之相比是非常小的，在大多数应用中，ENGN FET作为SRS的性能都要好得多。随着电压的增加，ENGN FET的相对优势越大，因为Si MOSFET QRR和相关损耗都随着电压的增加而增加。Si MOSFET Q的相关性RR在导电电流水平上也被证明，更高的电流水平显示出更大的优势埃根场效应。
