从频率计数与合成到传感器信号调整等很多应用都需要将 rf 信号转换为数字逻辑电平。在这些情况下，设计者一般采用一个高速电压比较器完成rf到数字信号的转换工作。由于电压比较器具有高增益，它们一般有很好的灵敏度，但也会带来一些问题。高速比较器价格高，很难找到现成的商品，并且易于被快速淘汰。
图1中的电路可以为高达180 mhz的频率提供一种有吸引力的方案。设计中的ic是一个74lvcu04极高速cmos六反相器，可以是采用现成的，也可以从很多来源获得。此外，很多设备中可能已经含有三个未用到的反相器。一个反相器ic1a作为线性前置放大器工作，构成转换器的输入级。偏置电阻r3使反相器的输入、输出电压平均在电源电压的一半处[vo1=vi1=(vdd/2)]，从而使反相器进入自己的线性区。由于在rf段上，极高速cmos反相器的交流增益相对较低，(vo1/ vi1)≈7，前置放大器后要增加一个增益级。增加的反相器级联方案在低频和直流下，当没有施加rf信号源时稳定性不佳。
图1中的电路采用了一种基于施密特触发器和放大器电路的拓扑（ic1b和ic1c），从而解决了这个问题，它包括一个与频率有关的正反馈网络，由r1、r2、cd1和cd2构成。随着输入频率的不同，网络可表现出两种特性：在高频时，去耦电容器对 cdc1和cdc2将反馈电阻器r1短路，从而抵消了由正反馈网络r1、r2与反相器ic1b的输入电容引起的时间常数。因此，在高频下，三个反相器ic1a、ic1b和ic1c表现为三个级联的高速放大器，可以实现最佳的输入信号带宽。在直流和低频时，耦合电容器对cd1和cd2的影响可以忽略不计，而反相器ic1b、ic1c与正反馈网络r1、r2可以起到一个施密特触发器电路的作用。为了对vs的输入灵敏度与确保比较器输出的无条件稳定之间做出折衷，要对施密特触发器输入vo1处的高、低阈值电压vth和vtl做出选择。公式1和公式2分别设定高、低阈值电压：
为中和较高频率时灵敏度下降问题，在比较器的输入端增加了一个由 l1和c1构成的低q阻抗匹配网络。由于设计目标是在高至160 mhz获得可接受的灵敏度，因此网络将50ω的 rf源与运行在150 mhz的ic1a的输入阻抗zi1作匹配。不幸的是，数字ic 的制造商通常不会说明逻辑器件的输入阻抗。因此在设计匹配网络时，首要任务是用agilent（www.aglent.com）的矢量网络分析仪测量第一个反相器ic1a输入vi1的散射参数s11。图2显示了反相器s11参数的史密斯特性图。
已知
其中zc=50ω，可以用图2中的数据提取第一个反相器在所需频率处的输入阻抗。在150 mhz时，得到 zi1= 106.1ω-j 116.7ω（在图2的标记4处）。要确定匹配网络中各元件的值，可以用任何一种软件工具（参考文献1与2）。如果你不熟悉史密斯特性图的计算，也可以用下列方法进行分析：
1. 用串-并转换公式（公式4和5），将第一个反相器的输入阻抗转换为并联形式：
将这些公式用于150 mhz时，得到：rp=233ω，xp=213ω。（在150 mhz下，xp代表输入阻抗，cp=5 pf。）
2.算出第一个反相器输入阻抗rp和50ω rf源之间实现匹配的网络匹配初始值。用公式6和7计算出匹配网络中各元件的值（参考文献3）。
将这些公式用于150 mhz，得到l1≈100 nh，c1 +cp≈8.7 pf。
3. 从式7中减去反相器的输入电容cp =5 pf，计算出c1的值：
搭建电路时，使用最接近于计算值的标准元件：l1=100 nh，c1=3.6 pf。如图3中输入频率与灵敏度的关系曲线所示，100 mhz ~ 170 mhz频率时电路的灵敏度增加，这清楚地证明了阻抗匹配网络的有效性。可以在选定频率下将这种方法用于其它感兴趣的任何频率段，实现电路灵敏度的优化。在10 mhz~180 mhz输入信号范围内，rf至数字逻辑转换器的功耗变化不大。最差条件下，3.3v供电电压下消耗的电流不超过58 ma。
