检查一个传统的hartley振荡器电路就会注意到它的标志：一个带抽头的电感器，它用于确定振荡频率，并提供维持振荡的反馈。尽管可以方便地计算出某个额定频率所需的总感量，但要找到耦合系数k仍有很高技术难度，并且可能需要进行实验优化，也归为“分割试验”法。本设计实例给出了另一种替代等效电路，能在建立原型电路以前做出电路模型。
图1是hartley振荡器的等效调谐电路，以及一个18mhz振荡器的元件值。对于等效电路，互感的公式为：la=-lm；lb=l2-la=l2+lm和lc=l1-la=l1+lm。等效电路的其它公式如下：
不幸的是，实际等效电路需要一个负电感la。但是，对于接近谐振频率f0的频率，可以用一只电容器代替负电感器（图1c），即用ca替换la。注意等效电路忽略了寄生绕组的电阻与电容。
图2为采用等效电路的一个振荡器和输出缓冲器。此电路性能一般与初始spice仿真的预期相同。在测试期间，需要修改多个元件的值，并重复进行多次的spice分析才能完成最终设计。
振荡器的振荡回路包括lb、lc、c4和c5，以及分压器c6、c7和c8产生的电容（大约6pf），该电容包括q1和q2的输入电容和一些杂散电容。振荡回路总电容为66pf,接近计算值67pf。连接到调谐电路上的电容器采用具有np0温度系数的陶瓷电介质型电容器。
电感器lb和lc采用空心线圈，它们在安装时轴线互成直角，以尽量减小寄生耦合。但是，振动会影响它们的电感量，在最终设计中，两个电感器都应包含电介质芯或环形芯上的绕组，因为环形线圈电感的温度系数适合于预期的应用。
参考文献1中的信息为两种电感器提供了基本设计，调整匝的间距就可使振荡器调谐到精确的18mhz。对于更严格的设计，可以在安装前测量电感器，但寄生效应可能需要对电感器做某些调整。
电容分压器c6、c7和c8为q1和q2施加适宜的信号电平。由于振荡回路“看”到的分压器有效电容总共只有6pf，因此，当设计要求一种可调振荡器时，可以用一只可变电容器代替c4和c5组成其余的60pf。在本例中，如果振荡器需要大于±2mhz的调谐范围，则由q3及其相应元件构成的输出级可能需要作修改，以提供更高的带宽。
电容器c3将q1的gate2自举到其源极，提供额外增益，并使q1gate1的输入电容减少到已很低的2.1pf以下（参考文献2）。直流电阻小于2ω的8.3mh电感器l2连接到q1的源极，在18mhz时表现出相对的高阻抗，并通过r3为q1的源极提供一个对地直流路径。在18mhz时，l2的阻抗大约为940ω的感抗与大约3.5kω电阻并联组成，从而得到了一个极低q值的扼流圈。假设其电感和感抗接近l2的原值，则可以为l2挑选一个实际尺寸较小的电感器。电感器l1的特性不太重要，但它应有4~6的低q值，以及不大于5ω的直流电阻值。在满足这些要求下，就能为l1选择一个标准值的扼流圈。
源跟随器q2用于驱动输出级，它采用一种pi型匹配网络，在q3集电极将50ω输出负载转换为285ω。q2的gate2自举该级输出电压的一半，就可增加源跟随器的增益和动态范围，并减小其输入电容。
可以用电位器r15调整电路的输出大小，在50ω的负载上可以从约0.9vp_p调至1.5vp_p。在恒定的23℃左右室温下，频率保持稳定，即使输出上没有负载，控制输出的电路也能保持稳定。对于固定频率应用，输出电路的负载q为4，提供了适当的带宽，减少了频率小幅变化时对输出电路重新调整的需求。
为使输出电平达到最大安全程度，在输出端连接一个50ω负载，然后调整输出至1.5vp_p。从50ω到无负载的所有情况下，q1上的漏源电压都会保持在一个安全水平，即使输出电压随着负载电阻提高而增加。为避免超过q1最大12v漏源额定电压值，不要在50ω负载上将输出电压设为大于1.5v。注意齐纳二极管d1降低了q1的漏极电压，以提供额外的安全裕度。
在以前的一个设计实例中，通过加在q1gate2上的一个控制电压，用一只运算放大器和一个二极管整流电路设定了振荡器的增益（参考文献3）。在本设计中，一个简单的无源电路就完成了相同的功能。q3集电极的一部分信号驱动一个由d2、d3、c20和c21构成的倍压器。倍压器产生的一部分负电压驱动r18和c19的节点，即控制电压节点，它也从可变电阻器r15~r17接收一个正电压，产生的电压设定输出信号电平。在启动时，q1的gate2上只有正电压，而q1的最大增益很容易使振荡器起振。当输出达到稳定状态时，控制电压下降，使振荡维持在由输出电平控制所确定的信号水平。
