摘要：介绍了一种有源箝位flyback变换器zvs实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的zvs，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。
关键词：零电压开关；电流反向；有源箝位
引言
flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的rcd嵌位flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻r上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的rcd嵌位flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。
轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。
本文介绍的一种有源嵌位flyback软开关电路，不但能实现zvs，而且也解决了前述的普通rcd嵌位flyback变换器中存在的问题。 1 工作原理
电路如图1所示，其两个开关s1及s2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式（ccm），如图2的ilm波形所示。而电感lr设计得较小（lrlm），使流过lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的ilr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。
1）阶段1〔t0，t1〕该阶段s1导通，lm与lr串联承受输入电压，流过lm及lr的电流线性上升。
v2=vin(lin/lm+lr) （1）
由于lrlm，所以式（1）可简化为
v2≈vin (2)
2）阶段2〔t1，t2〕t1时刻s1关断，lm及lr上的电流给s1的输出结电容cr1充电，同时使s2的输出结电容cr2放电。t2时刻s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2，t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝位在零电压状态。lr和lm串联与嵌位电容cclamp谐振，cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。
v2=(lm/lm+lr)vc （3）
4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻s2的门极变为高电平，s2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经s2。此时间段依然维持lr和lm串联与嵌位电容cclamp谐振，v2缓慢上升。
5）阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管d导通，v2被嵌位在－nvo。lr与cclamp谐振。在保证t5时刻lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足式中：toff为主开关管s1一个周期内的关断时间。t5时刻s2关断，该阶段结束。
6）阶段6〔t5，t6〕t5时刻lr上的电流方向为负，此电流一部分使s1的输出结电容cr1放电，另一部分对s2的输出结电容cr2充电。t6时刻s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。
7）阶段7〔t6，t7〕当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管就导通，将s1的漏源电压箝在零电压状态，也就为s1的零电压导通创造了条件。此时，lr上的承受电压v1为
v1=vin＋nvo （5）
lr上电流快速上升。流过副边整流二极管d电流id则快速下降。
did/dt=－n[vin+nvo]/lr+nvo/lm) （6）
考虑到lrlm，式（6）可简化为
did/dt=－n(vin+nvo)/lr （7）
8）阶段8〔t7，t8〕t7时刻s1的门极变为高电平，s1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经s1。t8时刻副边整流二极管d电流下降到零，d自然关断，电路开始进入下一个周期。
可以看到，在这种方案下，两个开关s1和s2实现了零电压开通，二极管d自然关断。
2 软开关的参数设计
假定电路工作在ccm状态。由于s2的软开关实现是lr与lm联合对cr1及cr2充?电，而s1的软开关实现是单独的lr对cr1及cr2充放电。因此，s2的软开关实现比较容易，而s1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑s1的软开关条件。
电流连续模式有源嵌位flyback变换器zvs设计步骤如下所述。
2.1 变压器激磁电感lm的设
