电流互感器作为高压电网检测主要设备，不仅为电能的计量提供参数，而且是为继电保护提供动作的依据。随着国家智能电网和特高压电网的发展，传统电磁式电流互感器逐渐暴露出其致命缺陷，例如高电压等级时绝缘极为困难、更高电压下易磁饱和导致测量精度下降等。相比之下，光纤电流互感器具有抗电磁干扰能力强、绝缘可靠、测量精度高、结构简单和体积小巧等诸多优点，是当前研究热点。作为光纤电流互感器的核心部件，其检测和控制电路对电流检测精度和范围具有非常重要的影响。
目前检测和控制电路实现主要有两种方案，一种是以数字信号处理芯片（DSP）为核心，由于DSP的速度越来越快，使得DSP成为很多数据处理和信号检测方案的首选，但在时序控制方面是其瓶颈，由于时序控制精度和速度直接影响光纤电流互感器的检测精度，所以该方案控制精度提高有限；另一种是以现场可编程门阵列（FPGA）和DSP为核心器件，结合两者的优点，利用FPGA来完成系统时序控制，DSP实现各种数字信号处理算法，虽然可以获得非常高的控制精度，但系统结构相对复杂，可靠性下降。随着FPGA技术的发展，FPGA不仅被用来进行精密时序控制，而且可以实现复杂数字信号处理功能。本文利用FPGA来实现精密时序控制的同时，实现非常复杂的信号处理算法，并以FPGA为核心器件完成光纤电流互感器信号检测和控制电路设计，利用该电路控制光纤电流互感器传感头进行电流测试和标定。试验结果表明，系统控制精度达到0.2 S级测量准确度的要求。
1 全光纤电流互感器信号检测与控制原理
全光纤电流传感技术是利用法拉第效应来实现电流检测的，当一束线偏振光通过处于磁场中的物质时，该偏振光的振动面会发生一定的旋转，从而可通过对此旋转角的测量来获得磁场及产生磁场的电流的信息，其中振动面的旋转角可由式（1）得出：
式中：Φ为磁致法拉第偏转角；V为光纤的Verdet常数；H为磁场强度；l为光与磁场之间相互作用的距离。
法拉第效应的本质为磁致圆双折射，其解释是：线偏振光可以分解为两束旋向相反的圆偏振光（左旋和右旋），外加磁场使得物质对这两柬正交圆偏振光的折射率产生差别，导致它们在物质中的传播速度不再一致，这两束圆偏振光在传播一段距离后会产生一定相位差△Φs，使对应的线偏振光的偏振面发生旋转，通过测量该相位差就可以获得磁场及产生磁场的电流信息，同时已证明该相位差△Φs和法拉第旋转角Φ之间的关系为△Φs=2Φ。
若光路围绕通电导体闭合，且当磁场H仅由穿过传感光纤圈的导体中的电流，产生时，可利用式（1）和安培环路定律得：
△Φs=2VNnI（2）
式中：△Φs为磁致法拉第相位差；V为光纤的Verdet常数；N为光束环绕导体的次数；n为传感光纤圈中导体的根数；I为单根导体上通过的电流。
由此可看出，两束正交圆偏振光受法拉第效应后产生的相位差大小与光束环绕导体的次数和穿过传感光纤圈的总电流大小成正比。由于光束绕导体的次数已知，所以只要测出△Φs，即可计算出待测电流的大小。
2 信号检测与控制电路实现
信号检测与控制电路的总体框图如图1所示。光纤传感头将携带有相位差信息的光信号输入到光电探测器（相位差与光电探测器输出信号幅度成正比），光电探测器输出的电压信号首先进行隔直处理，再经过放大和滤波后，经A/D（模数转换器）转换为数字信号，然后送入基于FPGA的数字信号处理单元。在FPGA内进行数据解调、积分和滤波处理，并由阶梯波生成算法计算出阶梯波台阶高度，之后该阶梯波与固定周期调制方波在时序控制单元控制下叠加，再经FPGA控制的 D/A（数模转换器）转换后形成模拟电压波形，驱动相位调制器，至此完成系统的一次闭环反馈。此外，阶梯波台阶高度数据经数字滤波后由异步串行收发器（UART）传输到控制计算机，由于该阶梯台阶高度与待测电流大小有关，上层软件通过简单处理就可以得出被测电流大小。整个系统的时序控制由FPGA内完成，且要求方波调制、A/D采集、数字阶梯波反馈、数据输出等的时序控制具有严格的同步关系。
图1信号检测与控制电路框图
根据表1的数据，可得到全量程范围内的误差曲线，如图4所示。可以直观看出全量程范围内的实测误差均满足0.2 S级测量准确度的要求。即设计的电路完成了对光纤传感头的闭环控制和测试数据解调。
本文初步研究了用于全光纤电流互感器的闭环检测控制电路，基于单片FPGA实现信号采集、数据输出以及与计算机通信等控制和数据解调、积分滤波、阶梯波产生等算法，完成了对光纤电流互感器传感头输出信号的检测以及闭环控制。该控制电路具有结构简单、集成度高、闭环控制速度快、控制精度高等特点，为研制满足电力电网测试需求的全光纤电流互感器奠定了基础。此外，基于该控制电路研制的全光纤电流互感器样机，经测试，其额定一次电流100 A~4000 A范围内均实现了0.2 S级测量准确度，初步满足电力电网对电流互感器测量准确度的要求。
2.1 前置放大及滤波电路
由于光电探测器输出信号比较弱，而且含有较高频率的噪声信息，需要对其进行放大和滤波处理后才能进行后续的A/D转换量化为数字信号。因此前置放大及滤波电路对有用信号的放大和对噪声抑制能力会影响后续测量精度。前置放大电路采用差分运放AD8130，该芯片具有非常高的共模抑制比，特别适用于微弱信号放大中需要低噪声、低谐波失真和高共模抑制比的应用中。光电探测器输出的交流有效方波信号频率为200 kHz左右，为保证该方波信号无失真通过后端滤波电路，滤波电路的高频截止频率必须以不损失20倍的方波基频信号的谐波设计，同时为避免高频噪声进入后端采样量化模块，高频截止带宽不能太宽，本设计中采用4 MHz带宽的π型滤波器实现前端滤波。
2.2 数据采集电路
为保证0.2S级（即千分之二）测量准确度，A/D转换位数需要达到10位以上。此外，为保证对200 kHz方波信号每个周期高低电平采样次数，从而可以通过累加求平均来提高采样精度，需要在每个周期内方波高低电平分别进行20次以上采样后求平均，这就要求模数转换器采样率大于8 MS/s.设计中保留一定余量采用量化位数14位、采样率20 MS/s的模数转换器AD9248.该芯片采用多级的带有输出错误纠正逻辑的差分流水线结构，集成了两个高性能采样保持放大器和一个基准电压源，只需要提供控制时钟，其转换数据在7个时钟之后自动出现在数据端口，用于精密时序控制场合非常方便。
